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最新消息| 時域反射計(TDR)實用技術 | 2022-08-17 |
| 文章来源：由「百度新聞」平台非商業用途取用"http://news.sohu.com/a/576767949_121124371" 原標題：時域反射計(TDR)實用技術高性能通訊系統需要具備優質的電信號傳輸路徑。為獲取高效信號流和出色的信號完整性，傳輸路徑阻抗應盡可能保持理想恒定值。時域反射計（TDR）是一項成熟的技術，可用于驗證元件、互連與傳輸線路的阻抗和信號路徑質量。隨著數據速率增長和元件幾何結構的簡化，基礎TDR測量系統的精確性和分辨率可能受到一定限制。本文將說明測量系統的極限和測量誤差來源，此外，還將介紹可提升精確性的實用技術和有效方法。特定主題包括：–用于消除夾具效應（影響測試元件分析的布線和連接）的技術–實現差分傳輸系統高精度TDR測量的方法–推導單端口、雙端口或四端口S參數，深入了解元件性能并提升建模精度什麼是時域反射計？信號沿傳輸路徑發射時，理想情況下，信號均不應被反射回信號源，即所有信號能量均應抵達預期目標位置。如果整條傳輸路徑和線路終端的阻抗與信號源輸出阻抗相當，則會出現上述情況。但是，如果阻抗出現變化，則部分事件信號可能會反射。時域反射計（TDR）是一款用于測量被測元件（器件）（DUT）阻抗剖面的測量工具。其概念簡明直接。使用階躍發生器和示波器，可向被測器件發送快速脈沖邊緣。如果阻抗中斷，部分脈沖將返回到監控示波器。通過監控反射信號抵達示波器的時間（以及被測器件內脈沖傳播速率）可確定中斷位置。此外，可通過對比反射脈沖與被測器件所接收的原始脈沖的大小，確定中斷幅值。因此，這一“回波技術”可輕松確定線路內阻抗是否發生變化。使用分析技術，可揭示線路內中斷現象的本質（電阻式、電感式或電容式），并確認傳輸系統內的衰減是由串聯損耗還是由分流損耗引發。示波器顯示屏上將即時顯示上述信息。與其他反射計方法僅在固定頻率范圍內進行測試不同，由于快速脈沖階躍激勵屬寬帶激勵，因此，TDR可提供與傳輸系統寬帶相應相關的重要信息。圖1顯示了構成TDR的設備配置示例和部分說明性測量結果。如需TDR基礎知識的擴展教程，請參閱是德科技應用指南《時域反射計理論》圖1：什麼是時域反射計？-基礎TDR概念時域反射計TDR測量限制時域反射計TDR系統的基礎性能決定了它的測量能力。以下因素會影響TDR系統的總體性能：階躍信號發生器是一個誤差來源階躍激勵信號的形狀對于TDRTDT測量的精確性非常重要。DUT（被測器件）不僅對階躍信號會做出響應，對階躍信號的畸變（例如過沖和不平坦）也會做出響應。如果過沖很大的話，那么DUT的響應可能會更難以解釋。隨著反射信號的變化，我們會觀測到阻抗不連續性。TDR階躍的畸變可能無法正確解釋為DUT的缺陷。如果階躍平坦，就能夠最大程度地減少猜測。階躍的上升時間也極為重要。為了確定DUT實際上將做出何種響應，您應該以其在實際使用過程中會遇到的邊緣速度進行測試。在使用TDR來定位傳輸線路中不連續性來源時，邊緣速度也非常關鍵。示波器的帶寬和階躍信號源的上升時間都可能會影響測量精度。整個測量系統的上升時間由示波器和階躍信號發生器兩者的上升時間共同決定。它的值可使用公式1進行估算。真實的系統具有限定的上升時間，它起到了低通濾波器的作用。如果測量系統過慢，可能會掩蓋甚至完全埋沒不連續性的本質。TDR也可能會過快，從而產生不適合實際使用的結果。（一般而言，反射性能會隨著邊緣速度發生變化，因為反射量由頻率決定。這一點可以在使用網絡分析儀的回波損耗測量輕松觀測到。若將反射的信號量計為頻率的函數，通常就會發現，隨著頻率的升高，DUT反射回的信號幅度也會增大。）注意圖2中顯示的對一個50ΩSMA-BNC適配器的測量結果，隨著階躍激勵信號上升時間的減小，DUT（如果以高數據速率使用）所產生反射的性質變得越來越明顯。階躍速度為100ps時，僅能在大約56Ω處看到一個反射。當邊緣速度加快到35ps時，可以看到更多的反射點，最明顯的反射點位于71Ω處。階躍速度達到20ps時，阻抗不連續性增大至77Ω以上。在這三次測量中，使用20ps上升時間的階躍激勵信號獲得的結果，并不適用于在實際使用中邊緣速度總是慢于100ps的連接器。因此，該連接器可以使用100ps的邊緣速度而非20ps。另一方面，運行速率不低于10Gbs的系統將包含上升時間可能小于30ps的信號。支持40Gbs傳輸速率的元器件可使用10ps以下的邊緣速度。因此，當需要分析在不同數據速率下使用的元器件時，邊緣速度更靈活的TDR會很有用。信號完整性以及故障分析通常需要能夠定位和區分多個間距較近的反射點。TDR可以分辨兩個間隔大約為TDR上升時間一半的不連續點。高性能TDR系統的上升時間（包括階躍信號發生器和示波器）小于10ps。在介電常數接近1的材料中，這相當于大約1.5mm的物理間隔。通常，印刷電路板材料的介電常數大約為4。那么可測量的間隔就小于1mm（如果信號場在空中，此值將會更大，就和電路板的介電常數一樣）。還請注意，質量較差的電纜和連接器（后面會介紹）也可能會拖慢系統的有效上升時間，并降低雙事件分辨率。圖2：反射由邊緣階躍速度決定。電纜和連接器會產生損耗和反射階躍信號源、DUT和示波器之間的電纜和連接器對測量結果有很大的影響。阻抗失配以及存在缺陷的連接器都會增加實際被測信號的反射。這可能會導致信號失真，使用戶很難確定哪些反射來自于DUT、哪些反射來自于其他來源。此外，電纜不是完美無暇的導體，隨著頻率的升高，它會變得不那么理想。頻率越高，電纜的損耗就越大，邊緣的上升時間隨之變長，導致邊緣在接近最終值時出現偏差。于是，由于電纜的原因，導致現在出現了與上述階躍信號發生器性能有關的問題，從而使得原本非常不錯的階躍信號發生器變差。圖3說明了電纜和連接器如何影響TDRTDT測量結果。最快的波形是短路電路直接連接TDR時產生的階躍信號反射。（之前提及過，短路電路返回的信號會使階躍信號發生器輸出反轉，而信號又必須要輸出并通過電纜返回）。第二快的階躍發生在短路電路通過1米優質電纜連接TDR時。第三快的階躍發生在短路電路通過0.6米便宜電纜和SMA連接器連接TDR時。這里要務必注意，電纜可能會降低TDR測量系統的精度。圖3：電纜和連接器如何導致TDR性能下降。最大限度減少夾具影響的方法使用TDR搭配可直接連接到DUT的遠程測量前端（無需適配器或電纜），將有助于最大程度地減小系統測量誤差，但并不能完全消除此誤差。如果需要使用適配器、探頭或非同軸電纜來連接DUT，那么有可能增加雜散反射和系統損耗，使得測量結果的準確性下降。由于這些誤差機制是固定的、系統性的，因此有機會利用校準方法來大幅提高測量精度，并最大程度地減小這些會造成誤差的效應。其中一種消除系統測量誤差的技術就是波形相減。在此方法中，先用一個理想的DUT連接至系統，并記錄TDR波形。而后再測試其他的DUT，并從當前跡線中減去記錄的跡線。如有差值，即表明DUT偏離了理想狀態。兩條跡線都有系統誤差，用戶可以有效地加以清除。這種方法可以非常簡單而方便地提高精度，但是也有很大的局限性。首先，它需要一個理想的參考DUT。這種DUT可能根本不存在，或者很難實現這個要求。其次，所有結果都是相對的。很難去判斷DUT的絕對性能。最后，到達DUT的階躍信號質量有可能下降。雖然這種效應對于參考和DUT測量很常見，但是會嚴重限制TDR的性能。另一種校準方法的原理是使用精密的標準件或“已知性能的”器件表征測試系統。但是這種方法不是為了產生一條參考跡線，用于波形相減，而是能夠將測試系統的系統性響應從DUT響應中完全清除出去。這個過程常被稱為TDR校準，作為一種簡單但是又非常有效的方法，可以利用TDR獲得精確的測量結果。除了校準方法有效之外，實施程序也非常簡單，只需要幾個基本的步驟即可。校準測量在表征測試系統時使用了的電纜和連接器，無需使用DUT。校準的第一部分是使用電子校準件或優質的短路、開路和負載校準標準件代替DUT來測量響應，以消除由觸發器耦合、通道串擾以及電纜和連接器反射所引起的系統誤差。根據這些測量結果，可以推導出測試系統的頻率響應。優質的電子校準件或校準標準件隨附提供表征數據。整個TDR校準流程將使用這些表征數據來確定預期的測量結果（也就是使用理想的TDR系統測量每個標準件時，將會得到的測量結果）。標準件的實際測量結果與預期測量結果之間的差異是由測試系統導致的，可通過數字濾波進行校正。這就是為什麼必須要使用質量優異且經過正確表征的校準標準件。如果使用數字濾波器校正表征不當或損壞的校準標準件，很可能會增大系統誤差。生成數字濾波器校準的第二部分是生成一組數字濾波器。這將自動完成，無需用戶輸入任何內容。數字濾波器將補償測試系統頻率響應與理想狀態的差異。在完成TDR校準后，如果測量用于校準的標準件，其結果應與該標準件的預期測量結果一致。濾波器將根據需要對頻率響應的分量進行衰減或放大以及移相，從而消除誤差。例如階躍激勵信號上的過沖。如果不校準，那么DUT的頻率響應將包含對過沖的多余響應。在校準期間，濾波器將對造成過沖的頻率進行移相和衰減，從而校正DUT對過沖的響應。這種濾波器同樣可用于校正由于高頻衰減導致的電纜損耗。通過校準產生的數字濾波還能用于調整TDR階躍信號發生器的有效上升時間，從而減慢或加快是德科技TDR模塊的階躍，進而仿真快速或慢速電信號。在是德科技86100中，用戶指定的上升時間決定了濾波的帶寬。通過對超出指定帶寬的頻率加以衰減，可以減小帶寬。增大帶寬需要更全面的考慮。要增大帶寬，需要將超出初始–3dB頻率響應的響應放大。雖然這是一個有效步驟，但是務必要注意，這些頻率以及附近更高頻率上的系統噪聲也會放大。真實系統上升時間可以擴展到多大，由本底噪聲決定。在真實系統中會有一個極限點，超過這個點，頻率響應幅度數據會低于本底噪聲。再進一步增大帶寬只會增大噪聲，從而導致測量結果不準確。由于波形平均可降低本底噪聲的初始電平，因此在使用校準特別是減小階躍信號發生器上升時間時，應使用波形平均功能。測量示例：在以下測量示例中，我們測量了圖4中使用的簡易印刷電路板傳輸線路（這段傳輸線路同時有高阻抗部分和低阻抗部分）。但是，將一段相同的傳輸線路與第一段串聯。理想情況下，第二段線路的測量結果應與第一段相同。但是，第一段線路的反射和衰減會大幅降低第二段線路的測量精度，如下圖所示。通過校準產生的數字濾波還能用于調整TDR階躍信號發生器的有效上升時間，從而減慢或加快是德科技TDR模塊的階躍，進而仿真快速或慢速電信號。在是德科技86100中，用戶指定的上升時間決定了濾波的帶寬。通過對超出指定帶寬的頻率加以衰減，可以減小帶寬。增大帶寬需要更全面的考慮。要增大帶寬，需要將超出初始–3dB頻率響應的響應放大。雖然這是一個有效步驟，但是務必要注意，這些頻率以及附近更高頻率上的系統噪聲也會放大。真實系統上升時間可以擴展到多大，由本底噪聲決定。在真實系統中會有一個極限點，超過這個點，頻率響應幅度數據會低于本底噪聲。再進一步增大帶寬只會增大噪聲，從而導致測量結果不準確。由于波形平均可降低本底噪聲的初始電平，因此在使用校準特別是減小階躍信號發生器上升時間時，應使用波形平均功能。圖4：對兩條串聯多阻抗傳輸線路進行TDR測量的結果。圖5：第一個印刷電路板的視圖。上述兩張圖片中，第一張顯示了第一段線路的測量結果，第二張顯示了第二段傳輸線路的測量結果。請注意，第二段線路雖然與第一段線路相同，但是測量結果與第一段線路相比，有明顯的衰減和模糊。這也證明了連接DUT的電纜和夾具可能會顯著改變TDR結果。圖6：第二個印刷電路板的視圖。校準可以顯著提升測量結果精度。中斷兩段傳輸線路之間的連接之后，可在第一段線路的輸出端設置短路和負載端接。這隨后將變成測量參考面。然后校準程序將校正此點之前產生的測量誤差。圖7：校準裝置。校準完成后，就可以看到第二個電路板的測量結果。請注意，要分兩步消除第一個電路板的影響。首先，從結果中有效地清除第一段傳輸線路的反射。然后，再消除第一段傳輸線路對第二段線路測量的影響。第二段線路的測量結果現在與圖1中所示的線路直接測量結果高度一致。圖8：通過校準消除測試夾具的影響。當DUT不是同軸元器件時，校準能夠顯著改善元器件測量。電路板探測就是一個很好的例子。使用TDR時，我們需要使用某種形式的夾具來連接TDR的同軸系統和非同軸DUT。適合的適配器和夾具將會遮蔽非同軸DUT的真實性能。但是，通過校準，可以顯著緩解這一問題。當可以在DUT的原生環境中測量短路和負載端接時，就可以做到這一點。例如，使用探測校準標準件來消除探測系統的影響。校準的另一個好處就是能夠有效地加快或減慢TDR階躍的邊緣速度。這在前面的第4頁中討論過，其中顯示TDR邊緣速度應與元器件在實際使用中將遇到的邊緣速度相同。TDR的結果可以直接決定該元器件的使用方式。總的來說，這種校準流程有以下重要優點：–能夠消除測試系統及DUT連接中的反射–能夠消除階躍信號發生器所生成脈沖的缺陷（過沖和振鈴）–可以控制階躍信號發生器的邊緣速度–可以補償測試系統電纜損耗衰減使用非常快的邊緣速度精確測量間隔較近的反射點在TDR測量中，隨著反射點之間物理間隔逐漸減小，最終兩個反射將看上去像是一個。TDR系統中限制其分辨間距較近反射的因素主要與階躍信號發生器的上升時間和示波器的帶寬有關。如前文中所述，反射的時間間隔通常必須至少為TDR系統上升時間的一半，才能被分辨為兩個不同反射。為了讓您對此有一個直觀感受，想象一下有一個基礎的微帶傳輸線路，其阻抗從50Ω變為60Ω，然后再回到50Ω。由于線路上有兩個位置發生阻抗變化，所以反射點也會有兩個。當60Ω段達到多窄時就無法再分別觀測到這兩次阻抗變化？TDR跡線將一直保持在50Ω電平，直到阻抗變到60Ω。由于阻抗變高，反射電壓將同相，并加到50Ω電平中。完全達到60Ω電壓電平所需的時間就是階躍信號發生器的上升時間。TDR響應將保持在60Ω電平，直到阻抗變到50Ω。在最初發生跳變之后，完全再變回到50Ω電平所需的時間就是TDR系統的上升時間。隨著60Ω線路段越來越短，從50Ω跳變到60Ω的時間會越來越接近從60Ω跳變到50Ω的時間。如果60Ω到50Ω電壓跳變區域的起始時間與50Ω到60Ω電壓跳變區域的終止時間大約同時發生，就表示已達到兩個反射點之間的最小可測量間隔。如果反射點進一步接近，那么TDR波形將沒有足夠時間達到完整幅度，阻抗幅度的測量值將有誤差。圖9：確定雙事件分辨率。在TDR顯示屏上，兩個反射點之間的“時間”可以標注為第一個邊緣（由50Ω跳變到60Ω產生）底部與第二個邊緣（由60Ω跳變到50Ω產生，在此例中為下降邊緣）底部的時間差。這個時間本質上就是TDR系統的上升時間。但是，務必要注意，TDR上顯示的時間表示的是反射往返時間，也就是脈沖到達反射點并從反射點返回原點的時間。因此，前面標注的時間間隔是往返時間。反射點之間的最小單程時間是系統上升時間的一半。最小物理距離由信號在介質中的傳播速度和TDR系統上升時間決定：公式中，ε是傳輸系統的介電常數，c是光在真空中的速度。如前所述，有效系統帶寬和階躍速度都可以通過校準來增大。因此，TDR系統的雙事件分辨率也可以通過校準來提升。對差分傳輸系統進行精密的TDR測量隨著系統速度的提高，需要使用差分傳輸技術來保持信號完整性。差分傳輸技術利用兩條傳輸線路分別傳輸互補的數據信號。表征差分傳輸線路的質量，從而獲得阻抗值和不連續性，這需要一種方法能夠同時激勵這兩條傳輸線路。而且，當這兩條傳輸線路相互電磁耦合時，對系統阻抗屬性的分析需要做一些不同于單端線路的調整。最常用于測試差分傳輸線路或元器件的方法就是配合使用TDR和互補階躍信號發生器。也就是用一個階躍信號發生器產生正階躍信號，輸入系統的“正”極；用另一個階躍信號發生器產生負階躍信號，輸入系統的“負”極。通過比較反射差分電壓和入射差分電壓，進行差分阻抗測量。（差分電壓定義為跨越DUT兩個輸入端的電壓，差分阻抗是指差分電壓除以通過系統的電流所得到的結果。請注意，如果系統是平衡的，那么從線路一端進入的電流與從另一端出來的電流相等。精密差分TDR測量對TDR系統有一些重要限制。測量系統的兩條線路必須保持對稱，否則有可能導致測量的不平衡或誤差。差分系統的不對稱是差分和共模這兩種模式相互轉換的主要原因之一。誤差來源包括：–兩個階躍信號發生器之間的時序偏差–兩個示波器接收機之間的時序偏差–兩個發生器之間的階躍脈沖偏差（幅度或總體形狀）–兩個示波器接收機之間的響應偏差選用精心設計的硬件，是實現精確測量的基礎。此外，前面介紹的校準流程，以及有助于消除系統誤差源的所有功能，也可以用于差分TDR。最終能夠讓差分TDR測量達到最高精度。86100TDR系統能夠校正階躍信號發生器和接收機的偏差。用戶務必要了解具體的實施方法，及其將對測量結果產生什麼影響。在檢查差分傳輸系統時，關鍵的一點就是要使激勵脈沖保持精確校準。可以將第一個階躍信號發生器產生脈沖的時間調整到TDR模塊另一個階躍信號發生器產生的脈沖前后。還可以調節TDR的接收機，從而以相對于階躍信號發生器觸發事件（用于確定何時進行信號采樣）變化的時間進行數據采樣。因此，通過調節TDR采集信號的時間，可以有效地將返回到差分TDR其中一個通道的信號相對于另一個通道進行時移。隨后，如果有任何系統偏差需要消除，這可以有效地校準返回的信號。例如，如果兩個階躍信號發生器與DUT之間的電纜長度不相等，那么兩個階躍信號將在不同時間到達DUT面。而且，DUT反射的信號也會通過不等長的電纜返回TDR接收機，同樣會發生偏差。86100TDR系統自帶的程序能夠消除因為連接DUT的電纜長度不同而導致的偏差效應。它一方面能夠確保在參考面校準階躍信號（以平衡對DUT的激勵），另一方面也可以消除返回TDR的信號的偏差。務必要分辨差分測量與只是簡單地求取兩次單端測量之差的區別。基本的單端測量會激勵輸入，并檢測輸入端口返回的信號。差分測量會同時激勵兩個端口，并檢測返回到兩個端口的信號。關鍵的差異就在于，通過耦合差分傳輸線路，在一個端口上施加的激勵可能會導致信號被反射回兩個端口。此外，傳輸線路的特征阻抗也會受到差分激勵和相關耦合的影響。以下是使用一條差分傳輸線路進行單端測量的一個示例。這個基礎差分電路的兩條線路最初有一個50Ω的單端阻抗。這兩條線路在物理上分隔開來，因此在這個部分僅存在極小的耦合。兩條線路隨后匯合，跡線寬度均減小（這將導致單端阻抗增大）。然后，兩條線路又寬度增大并再次分隔。圖10.差分線路模型。如果單獨測試每條線路（單端驅動），TDR結果看上去將先是一條50Ω直線，然后是一段70Ω區域，再是一段50Ω直線，最后是50Ω負載端接。如果單獨測試每條線路（單端驅動），TDR結果看上去將先是一條50Ω直線，然后是一段70Ω區域，再是一段50Ω直線，最后是50Ω負載端接。兩條線路的結果相同。圖11.單端測量的差分跡線在差分測量中，如果受到兩個階躍信號的激勵，TDR系統將會合并兩個端口的結果。因此，每條線路上的信號都將是來自兩個階躍信號發生器的信號組合后的產物。結果是，差分阻抗逼近100Ω，這正是傳輸線路的設計初衷。奇模阻抗（差分驅動時一條傳輸線路接地）接近50Ω。圖12：差分TDR顯示了差分傳輸線路的差分阻抗（上方跡線）和奇模阻抗（中間和下方的跡線）減小測量誤差的最后幾個步驟包括對夾具效應進行去嵌入處理，消除階躍信號發生器所生成脈沖的剩余畸變。這可以通過前文中所述的校準流程來實現。差分測量程序與單端TDR的測量程序相同，只是要將流程執行兩次（每個通道一次）。校準還可以對脈沖上升時間加以調整，從而仿真更快或更慢的數據信號。減小測量誤差的最后幾個步驟包括對夾具效應進行去嵌入處理，消除階躍信號發生器所生成脈沖的剩余畸變。這可以通過前文中所述的校準流程來實現。差分測量程序與單端TDR的測量程序相同，只是要將流程執行兩次（每個通道一次）。校準還可以對脈沖上升時間加以調整，從而仿真更快或更慢的數據信號。在下例中，有缺陷的夾具和電纜遮蔽了DUT的真實測量結果，由此映襯出差分校準的優點。第一步是消除DUT之前的系統偏差。首先，檢測來自于DUT測量面（開路或短路）的反射信號（圖13）。通過將“落后”階躍信號發生器的輸出啟動時間向前平移，可以消除一半的偏差。再通過延遲測量落后信號的時間，有效地讓它趕上超前信號，從而消除剩下的一半偏差。再說一遍，這些校正并不是針對DUT的偏差，而是與DUT相連的系統的偏差。圖12圖13：偏差校正前后對比。圖14.包含夾具效應誤差的差分和奇模阻抗結果。圖15：消除了夾具效應誤差的差分和奇模阻抗結果。即使階躍信號發生器和接收機經過精確校準，但連接DUT的夾具也可能會降低激勵和DUT響應性能。例如，通過在TDR和DUT之間增加額外的電纜和損耗，可以有意做到這一點。綜合起來的測量誤差如圖14所示。比較圖14中的差分（上方跡線）和奇模（中間和下方跡線）阻抗測量與圖12中相同測量的結果（未連接夾具）。可以發現，差分阻抗和奇模阻抗并非是105Ω和52Ω，而是分別增大至109Ω和54Ω。當重復進行包含了夾具效應和損耗的測量，但通過校準消除了測量誤差時，測量結果將與沒有使用夾具時的結果高度一致（圖12和15）。校準過的測量系統將提供最高精度的差分TDR測量結果，即使存在誤差產生機制。校準流程和測量方法同樣對共模測量有效。在共模測量中，取決于為執行校準而提供的校準標準件（負載和短路件），兩個階躍信號發生器會有相同極性的輸出。這對于需要從使用同軸電纜連接的TDR系統過渡到使用非同軸電纜連接的DUT測量（例如使用探頭在電路板上測量）有很大好處，只要提供相應類型的負載和短路端子。從傳統TDR結果中得出“S”參數通過頻域分析和時域表征，可以深入地了解元器件特性。例如，常見的測量是測定在特定頻率范圍（可能是從kHz到GHz）內從元器件反射回的信號量。知道頻率響應結果之后，用戶通常可以深入了解到元器件為什麼會有特定的一些特性。用戶可以輕松檢測出諧振，而一般性能可能與特定電路特性有直接關系。通過頻域測量，可以更快建立先進元器件模型。此類測量通常被稱為“S”（散射）參數測量，在射頻和微波設計領域中已經使用了數十年。常用于獲得S參數的儀器是網絡分析儀，它有一個正弦信號發生器，其頻率會在相應范圍內發生變化。還有一個調諧到信號發生器頻率的接收機，用于監測來自于DUT（反射或傳輸）的信號。元器件可以有一個端口（僅輸入或僅輸出）或兩個端口（輸入和輸出）。對于雙端口元器件，我們要關注每個端口的傳輸和反射。因此，如果是雙端口元器件，那么會有兩對反射和傳輸測量值，也就是有四個S參數。圖16：雙端口器件的S參數信號模型。測量差分元器件和通道僅有一路正負輸入輸出的差分元器件為上述示例增加了兩個端口和四個S參數。但是，差分通道可以與它們的互補通道耦合，從而使S參數從8個翻倍到16個。請注意，這些測量的激勵和響應仍然對單端有效。也就是說，只在一個端口施加激勵，而后測量另一個端口，構建每個S參數。這個S參數用S“輸出輸入”表示。因此，S21表示在端口1施加激勵，在端口2測量的信號。在下方的差分電路示例中，一對差分端口標注為端口1和端口3，另一對差分端口標注為端口2和端口4。以下是16個可能的測量配置和部分物理解釋。圖17：雙端口差分器件的單端S參數。最終，可以通過差分或共模模式驅動差分電路，并測量差分或共模模式下的響應。因此，雙端口差分元器件（包括單端、差分、共模和混合模式配置）將一共有32個不同的S參數。務必要說明提供的各種差分和共模測量配置。差分S參數的表示方法與單端的表示方法略有不同，它仍然采用S“輸出-輸入”形式。但是，端口1和端口2都會同時包含正負差分輸入。圖18：差分S參數模型。因此，SDD11表示差分激勵時的反射差分信號。同樣的，SDD21表示差分信號輸入到差分端口1時，差分端口2的差分輸出。因此，16元差分S參數矩陣將有四個基本象限，如圖19所示。左上象限是有兩個差分端口（一般為差分輸入和差分輸出）的器件在受到差分信號激勵時的差分傳輸和反射測量。同樣地，右下象限顯示了雙端口器件受到共模信號激勵時的共模傳輸和反射性能。混合模式參數（差分和共模激勵或響應的組合）提供了有關如何從一種模式轉換到另一種模式的重要信息，從而幫助用戶深入了解元器件和通道如何傳播輻射信號，或受到其他元器件和通道輻射信號的影響。例如，左下象限顯示了如何將差分輸入信號轉換為共模信號。SCD21指標將說明如何將端口1的差分輸入作為端口2的共模信號進行觀測（請參見圖20）。與差分信號相比，共模信號更有可能導致輻射發射，因此使用SCD象限可以更好地解決此類問題。右上象限（SDC）指示了如何將共模信號轉換為差分信號。差分系統用于拒絕差分系統兩條線路上共有的信號，降低對雜散信號的敏感性。但是如果將雜散共模信號轉換成差分信號，這些信號就不會被拒絕。因此，SDC象限中的測量是解決對雜散信號敏感的問題的有效辦法。例如，SDC21就指示了如何將端口1處的共模信號轉換成差分信號并在端口2處觀測。圖19：混合模式S參數。圖：20：混合模式S雖然網絡分析儀可直接用于產生頻域S參數，但是通過配置86100TDR，還可以在產生傳統TDR測量值的同時，產生頻域S參數結果。根據儀器配置，可以實現全部32個差分S參數或其中一部分。現在，您可以使用一臺儀器，同時從頻域和時域兩方面對元器件進行全面、徹底的表征。86100TDR系統搭配選件202“S參數和時域表征”，可以直接在儀器顯示屏上顯示S參數測量結果。來源：是德科技聲明：本號對所有原創、轉載文章的陳述與觀點均保持中立，推送文章僅供讀者學習和交流。文章、圖片等版權歸原作者享有。返回搜狐，查看更多責任編輯： 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